[ad_1]
Qualche tempo fa ho pubblicato una semplice idea di progettazione per un sensore termico di velocità dell’aria basato su una coppia di transistor Darlington autoriscaldati. Vedere Figura 1.
Figura 1 Vecchia idea di design con sensore del flusso d’aria termico Darlington autoriscaldato.
Nel circuito Q1 svolge il ruolo di sensore autoriscaldante. Il suo tempco Vbe converte la temperatura in tensione che viene poi compensata e scalata da A2 a un intervallo di 5 V. Nel frattempo il riferimento A1 da 200 mV regola la corrente di riscaldamento di Q1 su 0,2 V/R3 = 67 mAper una dissipazione di potenza costante di 67 mA * 4,8 V = 320 mW. L’ambiente risultante contro il differenziale di temperatura di giunzione fornisce una lettura della velocità relativa poiché è raffreddato da un delta T superiore alla temperatura ambiente di 64oC a 0 fpm, fino a 22oC a 2000 fpm.
Stupisci il mondo dell’ingegneria con il tuo design unico: Guida per la presentazione di idee di progettazione
Il sensore risultante è semplice, sensibile e a stato solido, ma soffre di una risposta alla velocità dell’aria radicalmente non lineare, come mostrato in figura. figura 2.
figura 2 La risposta Vout rispetto alla velocità relativa del sensore termico è molto non lineare.
Un suggerimento astuto e utile del lettore Konstantin Kim ha portato alla linearizzazione anti-log VFC mostrata in Figura 3.
Figura 3 VFC di linearizzazione anti-log.
La Figura 3 apporta un utile miglioramento alla linearità mostrata come Figura 4ma il suo errore persistente di circa il 12% del FS a metà intervallo è decisamente ancora lontano dall’essere perfetto.
Figura 4 La linearità della risposta alla velocità dell’aria del VFC anti-log della Figura 3 è migliore ma comunque non eccezionale.
Il veterano collaboratore DI Jordan Dimitrov ha notato questa lacuna e ha fornito un’elegante soluzione numerica computazionale che praticamente cancella il problema e rende la risposta netta quasi perfettamente lineare, nel suo La funzione corretta linearizza un anemometro a transistor caldo con un errore inferiore allo 0,2%. idea progettuale.
Ben fatto, signor Dimitrov!
Tuttavia, una conseguenza dell’esecuzione della linearizzazione nel file digitale dominio Dopo conversione da analogico a digitale invece di farlo in analogico Prima conversione, è un aumento significativo della risoluzione ADC necessaria, ovvero da 11 bit a 15.
Ecco perché.
L’acquisizione di un segnale lineare di velocità relativa da 0 a 2000 fpm risolto su 1 fpm richiederebbe una risoluzione ADC di 1 nel 2000 = 11 bit. Ma l’ispezione della curva della Figura 2 rivela che, mentre l’intervallo di fondo scala del segnale della velocità relativa è di 5 V, la variazione del segnale associata ad un incremento della velocità relativa da 1999 fpm a 2000 fpm è solo 0,2 mV. Pertanto, per mantenere il primo su larga scala durante la risoluzione del secondo sarebbe necessaria una risoluzione ADC minima di 1 su 5 / 0,0002 = 1 su 25.000 = 14,6 bit.
Gli ADC a 15 bit (e con risoluzione più elevata) non sono né rari né particolarmente costosi, ma di solito non sono periferiche integrate all’interno dei microcontrollori, come menzionato nell’articolo di Dimitrov. Sembra quindi plausibile che un costo significativo possa essere associato alla fornitura di un ADC con una risoluzione adeguata al suo progetto.
Ciò mi ha spinto a chiedermi se uno schema di linearizzazione analogica più performante potesse essere fattibile. In tal caso, e se non troppo complicato o costoso da implementare, potrebbe fornire un’alternativa alla soluzione digitale con prestazioni simili ma senza la necessità di un ADC ad alta risoluzione. Si è scoperto che lo era. Figura 5 mostra come.
Figura 5 L’aggiunta di un resistore (R6) e la regolazione di un altro (R1) hanno risolto il problema nella linearizzazione analogica della Figura 3.
La chiave per il miglioramento della linearità è l’aggiunta del resistore R6. Funziona riducendo l’ampiezza della forma d’onda di temporizzazione a dente di sega sul pin 2 del 555 facendola attivare anticipatamente in modo proporzionale alla corrente del collettore anti-log Q2. Ciò accorcia il periodo VFC e aumenta la frequenza VFC di un fattore di correzione della non linearità e si traduce in Figura 6.
La risultante funzione della velocità relativa si discosta dalla perfetta linearità solo da -0,4% a +0,2% = da -8 a +4 fpm come mostrato nella Figura 6 e Figura 7 (scala ampliata).
Figura 6 Linearità analogica migliorata derivante dalle modifiche VFC mostrate da linee blu e nere sovrapposte.
Figura 7 Errore di linearità residuo ingrandito mostrato nella Figura 6.
Certo, questo non è certamente buono quanto l’impressionante risultato numerico post-conversione di Dimitrov, ma forse è ancora accettabile per una semplice soluzione analogica. In ogni caso, dal punto di vista pratico, è meglio di qualsiasi ragionevole aspettativa per la precisione del sensore, che la differenza sembri di interesse prevalentemente accademico.
Il rapporto di Stephen Woodward con la rubrica DI dell’EDN risale a molto tempo fa. Dal suo primo contributo nel 1974 sono state accettate oltre 100 proposte.
Contenuto relativo
- Le non linearità del sensore del flusso d’aria Darlington e del VFC si compensano a vicenda
- La funzione corretta linearizza un anemometro a transistor caldo con un errore inferiore allo 0,2%.
- Anemometro portatile linearizzato con coppia Darlington termostatata
- Il transistor digitalizza linearmente il flusso d’aria
Il post L’aggiunta di un resistore migliora la linearità analogica dell’anemometro a un valore migliore del +/- 0,5% è apparso per la prima volta su EDN.
[ad_2]
Source link
