Riferimento e applicazione di corrente regolabili con precisione a basso costo

Regolazione di precisione monolitica a basso costo voltaggio i riferimenti sono disponibili in più famiglie di più produttori, ma questo non è vero per la precisione regolabile attuale Riferimenti. Questo è un peccato, perché mentre la maggior parte delle applicazioni analogiche di precisione possono essere fatte funzionare con entrambi, un riferimento di corrente spesso sarebbe la soluzione migliore.

L’attuale idea di riferimento qui presentata è un design semplice sia per una sorgente di corrente che per un dissipatore di corrente che offre buona versatilità e prestazioni a un prezzo economico. L’articolo si concluderà con un esempio di un’applicazione che necessitava realmente di una buona fonte di corrente. Ecco come funziona.

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Figura 1 mostra la configurazione corrente del sink.

Figura 1 Dissipatore di corrente regolabile con buona precisione e altre caratteristiche desiderabili.

Per cominciare, un riferimento di tensione di 2,5 volt viene prodotto da un chip regolatore di shunt economico. Viene illustrato l’LM4040, utilizzato da tempo e ampiamente disponibile (ed economico), ma molti dispositivi con prestazioni simili possono essere utilizzati con lo stesso successo, così come altre scelte (ad esempio, superiori o inferiori) per Vref. R1 deve essere scelto per soddisfare la corrente di polarizzazione ottimale specificata dal produttore (Iref) per il riferimento.

R1 = (V₊ – V_– – Vref) / Iref

Per l’LM4040, questo è ~1 mA. Q1 quindi bufferizza, compensa e la temperatura compensa Vref per l’ingresso in Q2. Questa compensazione della temperatura funziona meglio se le correnti del collettore di Q1 e Q2 sono uguali, il che si tradurrà in:

R2 = (V₊ – V_– – Vref – Vbe1) / Io.

Il ~2 mV/ uguale ma opposto^oI C tempcos dei due transistor si annullano a vicenda e danno come risultato una corrente di uscita indipendente dalla temperatura di:

R3 = Vref/Io.

La conformità della tensione è buona poiché la saturazione Q2 e la perdita di regolazione si verificano solo se Vout scende entro un paio di centinaia di millivolt di V_– + Vref. Scegliere Q1 e Q2 per simmetria complementare e valori nominali (ad esempio, limiti Vce) compatibili con l’applicazione prevista. Il 2N3904 e il 2N3906 sono in genere buone scelte.

figura 2 mostra la versione sorgente corrente. Le sue equazioni di progettazione sono le stesse dell’attuale circuito sink.

figura 2 Sorgente di corrente regolabile con caratteristiche simili al dissipatore della Figura 1.

Figura 3 mostra un’applicazione che trae particolare vantaggio dall’incorporamento del riferimento della Figura 2. Prende in prestito da una precedente idea di design di Ralf Ohmberger, ^“Misurare la temperatura di giunzione utilizzando il diodo body MOSFET”.

Figura 3 Termostato MOSFET con rilevamento automatico che utilizza una sorgente di corrente di precisione per il riferimento del setpoint della temperatura.

Il MOSFET Q6 viene utilizzato come sensore di temperatura combinato e riscaldatore; la prima funzione è fornita dal diodo corporeo “parassita” FET di Q6 con corrente attraverso R8 durante il semiciclo CA negativo. Quest’ultima funzione si basa sulla normale conduzione diretta FET della corrente fornita attraverso D1 durante il semiciclo CA positivo.

Il circuito del termostato chiude un circuito di feedback in modo che la tensione del diodo corporeo a semiciclo negativo campionata da D2 venga confrontata con il setpoint di controllo della temperatura R4 TEMP SET e la differenza venga utilizzata per controllare il riscaldamento dei transistor tramite il percorso del segnale Q3, Q4, Q5. La potenza di riscaldamento massima del Q6 è 24 VCA * 1,5 A / 2 = 18 W, utilizzata per il riscaldamento del Q6 con un’efficienza del ~93%.

Sebbene il diodo body MOSFET integrato caratterizzato nell’idea progettuale citata in precedenza avesse un tempco di soli -0,807 mV/^oC, la scheda tecnica del MOSFET IRF510 (Q6) (fare riferimento alla Figura 7 della scheda tecnica) mostra un valore più grande (e più tipico del diodo) -2 mV/^oC tempco. Poiché la tensione di rilevamento della temperatura viene campionata da D2 e ​​memorizzata nel condensatore di mantenimento C1 durante il semiciclo CA negativo, ma non ha effetto fino all’intervallo di riscaldamento durante il successivo semiciclo CA positivo, deve essere mantenuta con una velocità di droop non più veloce di:

dV/dT < 4 * 2 mV * 60 Hz = 0,48 v/s,

se la stabilità del termostato è dell’ordine di una cifra ^oC deve essere raggiunto.

Il droop di C1 è determinato dai 10 µA provenienti da Q2, pertanto C1 = 22 µF risulta in:

dV/dT = 10 µA / 22 µF = 0,45 v/s < 0,48 v/s.

Quindi funziona.

Se lasciato non compensato, il campionamento del diodo D2 da 2 mV/^oC tempco causerebbe una deriva della temperatura ambiente che appare uno a uno nella temperatura di giunzione Q6. Ciò contraddirebbe la definizione di base della termostasi: che la temperatura controllata sia (almeno per la maggior parte) indipendente dall’ambiente. Fortunatamente, Q3 ha un valore corrispondente ma opposto di 2 mV/^oC tempco che, se messo in cascata con D2, determina una buona cancellazione della deriva netta.

Ma questo schema funziona solo perché il riferimento del setpoint della temperatura è la corrente, anziché la tensione. Ciò è importante perché, se venisse utilizzata una tensione di riferimento anziché una corrente, la regolazione del setpoint introdurrebbe un’attenuazione variabile del tempco di Q3, che comprometterebbe la cancellazione precisa del tempco di D2 da parte di Q3. L’impedenza molto elevata (molti megaohm) della sorgente di corrente di Q2 evita questo effetto ed è uno dei motivi per cui un riferimento di corrente è la scelta migliore per questa applicazione.

La base del setpoint di temperatura della Figura 3 è il differenziale di tensione creato tra C1 e Q3 da R4 + R5 che interagiscono con i 10 µA generati dal riferimento di corrente U1, Q1, Q2. Ciò funziona bene se la tensione acquisita da D2 e ​​mantenuta da C1, che in definitiva è una funzione della temperatura di giunzione di Q6, è una lettura accurata della temperatura del carico termico collegato a Q6, che dipende da un solido contatto termico tra carico e Q6. . La precisione dipende anche dalla corretta calibrazione di R4 tramite la regolazione di R5. Ecco il metodo consigliato.

Procedura di calibrazione del termostato:

1. Togliere l’alimentazione al termostato.
2. Collocare Q6 in un ambiente a temperatura stabile (ad esempio, a ~25^oC) e lasciarlo equilibrare.
3. Ruotare R4 e R5 completamente in senso antiorario.
4. Alimentare il termostato.
5. Monitorando la tensione presente sul pin sorgente Q6 (giunzione di R6 e R7), ruotare lentamente R5 in senso orario.
6. Quando appare un segnale alla sorgente Q6, fermarsi immediatamente.
7. La calibrazione è ora completa.

R4 sarà ora calibrato per un intervallo di setpoint di temperatura di ~25^oC (completamente in senso antiorario) a 150^oC (completamente in senso orario). Si noti che, come funzione di sicurezza, se uno o tutti i collegamenti a R4 o R5 (o entrambi) dovessero fallire e perdere il contatto, il termostato continuerà a funzionare normalmente oppure si spegnerà immediatamente in modo sicuro e rimuoverà tutto il riscaldamento. dalla Q6. Questo è un altro vantaggio gratuito derivante dall’utilizzo di un riferimento di corrente anziché di tensione.

Un’altra caratteristica del circuito degna di nota è il declassamento applicato al trasformatore di alimentazione da 24 V CA. Sebbene l’assorbimento di corrente di picco sia limitato da Q5 a meno di 1,5 A, il trasformatore ha una potenza nominale doppia: 3 A. Questo declassamento con fattore due è prudente a causa della conduzione a semionda di Q6 che è limitata alla metà CA positiva -ciclo. La conduzione a semionda introduce tipicamente una forte componente CC nel secondario del trasformatore. Ciò può provocare saturazione e surriscaldamento del nucleo.

Il rapporto di Stephen Woodward con la rubrica DI dell’EDN risale a molto tempo fa. Dal suo primo contributo nel 1974 sono state accettate quasi 100 proposte.

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