Miglioramento dell’efficienza del PSFB utilizzando uno snubber attivo

Il ponte intero sfasato (PSFB) mostrato in Figura 1 è popolare nelle applicazioni >500 W perché può ottenere una commutazione graduale sugli interruttori di ingresso per un’elevata efficienza del convertitore. Sebbene le perdite di commutazione siano notevolmente ridotte, puoi comunque aspettarti di vedere stress da alta tensione sul raddrizzatore di uscita, poiché la sua capacità parassita entra in risonanza con l’induttanza di dispersione del trasformatore, modellata come L_R nella Figura 1. La sollecitazione di tensione del raddrizzatore di uscita potrebbe arrivare fino a 2 V_INN_S/N_Pdove N_P e n_S sono rispettivamente gli avvolgimenti primario e secondario del trasformatore.

Per limitare la sollecitazione di tensione massima sul raddrizzatore di uscita è tradizionalmente necessario uno smorzatore passivo [1] come uno smorzatore resistore-condensatore-diodo (RCD), ma l’uso di uno smorzatore passivo dissiperà la potenza, con conseguente riduzione dell’efficienza.

Figura 1 Uno stadio di potenza PSFB con clamp passivo e forme d’onda, l’uso del clamp passivo dissipa potenza con conseguente riduzione dell’efficienza. Fonte: Texas Instruments

In alternativa, è possibile applicare uno smorzatore attivo per bloccare la sollecitazione della tensione del raddrizzatore senza dissipare alcuna potenza nel circuito dello smorzatore (assumendo un interruttore ideale) [2]. figura 2 mostra l’inserimento di una gamba di bloccaggio attiva (ACL) formata da un condensatore (C_CL) e un MOSFET (Q_CL) prima dell’induttore di uscita. Quando la tensione dell’avvolgimento di uscita diventa diversa da zero, l’energia verrà trasferita dall’avvolgimento primario all’avvolgimento secondario per energizzare l’induttore di uscita conducendo anche la corrente attraverso il Q_CL diodo corporeo per caricare C_CLanche se Q_CL non è acceso. Puoi attivare Q_CL dopo che il suo diodo corporeo ha già condotto corrente per garantire la commutazione a tensione zero (ZVS) su Q_CL.

figura 2 Uno stadio di potenza PSFB con clamp e forme d’onda attivi, a differenza dello snubber passivo, lo snubber attivo non dissipa l’energia di chiamata sul resistore di potenza ma fa circolare l’energia nel serbatoio risonante LC come uno snubber senza perdite. Fonte: Texas Instruments

È importante attivare Q_CL prima della corrente nel MOSFET a pinza attiva (i_CL)la polarità cambia per consentire l’equilibrio corrente-secondo su C_CL da completare entro l’inizio del ciclo di lavoro effettivo (D_effT_S). In altre parole, Q_CL deve solo essere acceso abbastanza a lungo affinché il bilanciamento corrente-secondo dello snubber attivo funzioni come previsto, bloccando la tensione del raddrizzatore di uscita al C_CL tensione (v_CL). In altre parole, Q_CL non è necessario condurre per intero il D_effT_S, ma invece per un periodo di tempo relativamente breve. In quanto tale, Q_CL può avere un orario di consegna fisso, ovvero il Q_CL puntuale (D_ACLT_S) è costante, pur mantenendo D_effT_S sempre maggiore della durata in cui il saldo del secondo corrente (D_CSBT_S) è completo.

Questo approccio risolve una delle sfide quando si utilizza uno snubber attivo in quanto la corrente dell’avvolgimento del trasformatore non aumenta in modo monotono, il che rappresenta un problema se si utilizza il controllo della modalità di corrente di picco. Ciò accade perché l’energia del condensatore soppressore attivo partecipa anche all’eccitazione dell’induttore di uscita, anziché fare affidamento esclusivamente sul trasferimento di energia dal lato primario. Dal momento che il d_effT_S è più grande di D_CSBT_S, il rilevamento della corrente di picco può verificarsi quando la corrente del trasformatore aumenta in modo monotono. E poiché puoi aspettarti una maggiore efficienza da un PSFB con un D_effpuoi progettare il PSFB in modo che abbia un D_eff a carichi medio-pesanti, dove D_eff >>D_CSB. A carichi leggeri, il convertitore dovrebbe funzionare in modalità di conduzione discontinua, dove D_eff sarà più piccolo di D_eff in modalità di conduzione continua alla stessa condizione di tensione di ingresso/uscita. Per mantenere il D_effT_S maggiore di D_CSBT_S anche con carichi leggeri è possibile utilizzare il controllo della riduzione della frequenza o il controllo della modalità burst.

Poiché il C_CL la tensione di ondulazione influisce sullo stress di tensione totale sul raddrizzatore di uscita, è necessario selezionare un C sufficientemente grande_CL per una tensione di ripple bassa del condensatore. È inoltre necessario selezionare C_CL tale che il periodo di risonanza induttore-condensatore (LC) formato da L_R e C_CL è molto più lungo del periodo di commutazione [3]espresso da Equazione 1:

La sollecitazione della tensione del raddrizzatore si limiterà a circa V_INN_S/N_P con lo snubber attivo, che rappresenta la metà della sollecitazione di tensione senza alcun circuito di bloccaggio. A differenza dello smorzatore passivo in [1], lo smorzatore attivo non dissipa l’energia di chiamata sul resistore di potenza ma fa circolare l’energia nel serbatoio risonante LC come uno smorzatore senza perdite. Pertanto, ci si può aspettare un’efficienza del convertitore più elevata su un PSFB con uno snubber attivo rispetto a un PSFB con uno snubber passivo con specifiche identiche.

Per comprendere i fattori che determinano il livello di corrente dell’ACL, dovrai calcolare il flusso di corrente attraverso l’ACL stesso. Figura 3 illustra le forme d’onda attorno al periodo di conduzione dell’ACL.

Figura 3 Forme d’onda durante un periodo di conduzione della corrente ACL. Fonte: Texas Instruments

Supponendo che V_CL è una costante e L_M = ∞, Equazione 2 deriva la corrente su un lato del raddrizzatore di uscita (i_SR2) man mano che la tensione tra drain e source aumenta come:

Supponendo che i_SR2 la corrente diminuisce a velocità costante, Equazione 3 deriva la durata temporale di t₂-T₁ COME:

Dal momento che C_CL deve mantenere l’equilibrio corrente-secondo, la somma delle aree A1 e A3 sarà uguale all’area A2. Con tutte queste informazioni, è possibile calcolare il valore efficace (RMS) di i_CL. Come mostra l’equazione 3, la capacità di uscita del raddrizzatore sincrono (SR) (C_oss) controlla la corrente di picco sull’ACL. Se selezioni un Do inferiore_oss SR FET, la corrente RMS ACL sarà inferiore e quindi contribuirà a migliorare l’efficienza del convertitore.

Figura 4 mostra le forme d’onda del ponte intero sfasato da 3 kW e 54 V di Texas Instruments (TI) con progetto di riferimento a morsetto attivo, che è un convertitore PSFB da 3 kW con ingresso da 400 V, uscita a 54 V che utilizza un morsetto attivo realizzato con il microcontrollore C2000™ di TI. In questo progetto, il rapporto spire del trasformatore è Np:Ns = 16:3. Con il FET ACL attivato solo per 300 ns entro il periodo di eccitazione dell’induttore di uscita, la sollecitazione della tensione del raddrizzatore di uscita (Ch1 nella Figura 4) è limitata a 80 V, anche con un carico di 3 kW. Lo stress di tensione inferiore consente l’uso di FET SR con una tensione nominale inferiore e una migliore figura di merito per migliorare ulteriormente l’efficienza del PSFB.

Figura 4 Un ponte intero sfasato da 54 V, 3 kW con forme d’onda stazionarie del progetto di riferimento a morsetto attivo. Fonte: Texas Instruments

Questo metodo di controllo non è limitato a un raddrizzatore a ponte intero con un ACL; è possibile applicarlo anche ad uno snubber attivo con altri tipi di raddrizzatori come un duplicatore di corrente [4] o un raddrizzatore con presa centrale. Ponte intero sfasato da 3 kW di TI con progetto di riferimento a morsetto attivo con >270 W/in³ la densità di potenza ha un ingresso da 400 V, un’uscita da 12 V, un convertitore PSFB da 3 kW con un morsetto attivo in cui il lato secondario utilizza un raddrizzatore con presa centrale. La sollecitazione del raddrizzatore di uscita (Ch1 in Figura 5) è limitato a 40 V con un carico di 3 kW.

Figura 5 Un ponte intero sfasato da 3 kW con progetto di riferimento a morsetto attivo con >270 W/in³ forme d’onda stazionarie della densità di potenza. Fonte: Texas Instruments

Il merito di una pinza attiva in un convertitore PSFB

L’implementazione di uno snubber attivo in un convertitore PSFB riduce significativamente la sollecitazione massima di tensione sui raddrizzatori di uscita. Questa riduzione dello stress di tensione consente l’uso di un FET SR con una tensione nominale drain-source inferiore, che può avere una migliore figura di merito. Sebbene una pinza attiva possa creare difficoltà con l’implementazione del controllo della modalità di corrente di picco, un’implementazione corretta consente l’uso armonioso di una pinza attiva e del controllo della modalità di corrente di picco. Questa combinazione consente di ottenere una densità di potenza e un’efficienza più elevate rispetto alle tradizionali implementazioni PSFB.

Ben Lough ha conseguito la laurea in ingegneria elettrica presso la Ohio State University nel 2016. È entrato in TI nel 2016 lavorando sulla conversione di potenza CA/CC, sulla correzione del fattore di potenza e sulla progettazione CC/CC isolata. È autore di oltre 15 articoli tecnici presso TI e pubblicazioni esterne. Attualmente lavora come ingegnere di sistema nel team Power Design Services di TI.

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Riferimenti

1. Lin, Song-Yi e Chern-Lin Chen. “Analisi e progettazione per il soppressore con morsetto RCD utilizzato nel raddrizzatore di uscita dei convertitori ZVS a ponte intero a sfasamento.” Pubblicato in IEEE Transactions on Industrial Electronics 45, n. 2 (aprile 1998): pp. 358-359.
2. Sabate, JA, V. Vlatkovic, RB Ridley e FC Lee. “Convertitore PWM full-bridge ZVS ad alta tensione e potenza che utilizza uno snubber attivo.” Pubblicato nella sesta conferenza ed esposizione annuale sull’elettronica di potenza applicata (APEC), 10-15 marzo 1991, pp. 158-163.
3. Nene. “Controllo digitale di un convertitore CC-CC bidirezionale per applicazioni automobilistiche.” Pubblicato in 28a conferenza ed esposizione annuale sull’elettronica di potenza applicata (APEC)17-21 marzo 2013, pp. 1360-1365.
4. Balogh, Laszlo. “Revisione del progetto: il convertitore CC/CC da 100 W, 400 kHz con rettificazione sincrona con duplicatore di corrente raggiunge un’efficienza del 92%.” Seminario SEM100 sulla progettazione di alimentatori di Texas Instruments, letteratura n. SLUP111, 1996.